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Historique/ Historical

Le satellite a été lancé en novembre 2018 après de long mois de travail...
Il était prevu de le mettre en service mis février 2019.
Ce fut fait avec un peu d'avance, ce qui prouve l'efficacité des personnes qui ont oeuvrés sur ce projet.

Bravo!

Maintenant, il ne restait plus qu'à monter une station pour activer le transpondeur.
Voila mes premiers essais avec des briques qui trainaient dans les tiroirs!!!

QSO fut fait en fevrier 2019 en CW.
Voir:
   QO-100_Upconverter_ADF4351.html

Depuis, j'ai demarré la construction du upconverter de conception F6BVA...
 

UPCONVERTER F6BVA

Voir la description à cette page :
      https://f6bva.pagesperso-orange.fr/Technique/Satellite/TX13%20Sat%20complet.pdf

Synoptique

C'est du classique.
 

Le conception est basé sur une transposition de frequence grace à un mixer sur le principe Fout = Fin + OL. On peut utiliser en IF un emetteur 144MHz ou 432MHz, voir autre chose mais il faudra alors penser à rejeter correctement la fréquence image émise. D'ailleurs, on peut utiliser un emetteur dont la modulation serait autre chose que de la SSB. L'OL est extérieure, c'est à dire que l'on peut mettre ce que l'on veut, une OL à partir d'un quartz multiplié ou bien à base de PLL. Le signal de sortie est bufferisé par deux MMIC (ERA + PGA103). Un détecteur de présence de signal sur la ligne IF est utilisé pour commuter un relais. Il y a détection de HF ou bien de la présence d'un signal DC sur la ligne. Un signal 12V est envoyé à un éventuel amplificateur de sortie.

Exemple de réalisation
 

Visible ci dessous :
 

Ceci est une photo de la réalisation dans le document de F6BVA, coté composants. On voit que les composants sont à majorité des CMS. Le filtre a été étudié pour etre facile à reproduire, car directement imprimé sur le circuit, merci Michel de F6BVA !

La photo ci contre montre l'implantation de l'OL dans le boitier afin d'avoir un ensemble compact. C'est aussi l'exemple de réalisation dans le fichier de F6BVA.

Mon choix de réalisation
 
 
 

J'ai choisi d'utiliser la PLL d'Analog Device, le ADF4351. On trouve sur internet des cartes à base de ce circuit integré, dont les tarifs sont très attractifs. Pour ma part, j'avais fait acquisition de la carte de SV1AFN. Je l'ai donc réutilisé. Il a fallu que je rajoute un oscillateur de référence ainsi qu'un microcontroleur pour programmer les registres de l'ADF4351. Ci contre une photo du montage final.

Detail sur la modification de la carte PLL
 
 
 

La carte PLL de SV1AFN fonctionne très bien. Mais le niveau RF en sortie est trop faible pour attaquer le mixer, ce dernier ayant besoin théoriquement de +7dBm. Et il y a un atténuateur juste avant l'entrée LO du mixer, ce qui fait que le signal fournit doit être alors de +10dBm si l'atténuateur est de -3dB. L'ajout d'un amplificateur est alors nécessaire. J'ai donc décidé de placer un MMIC en amplificateur, un ERA3 fera l'affaire. Voir le schéma d'implantation ci contre : J'ai placé le MMIC sur la carte PLL, cela permet de gagner de la place en évitant une carte additionnelle. Il est monté à la place du condensateur C7. Pour monter facilement l'ERA3, j'ai percé un trou de 2.5mm sans deboucher du PCB. Cela a permit de monter les pattes du MMIC à la même hauteur que la piste en cuivre. J'ai coupé la piste de circuit imprimé en amont et en aval et j'y ai soudé deux capacités de 33pF. Sur le drain du MMIC, j'ai monté une resistance de 50 ohms, découplée par une capacité de 1nF à la masse. J'ai amené sur la 50 ohms le 5V fournit par le regulateur 7805. Le niveau RF en sortie passe alors à +10dBm maxi, et peut être baissé par un paramètre pouvant être mis en mémoire du microcontrolleur.

Carte de commande de la PLL
 
 
 
 
 

Cette carte est équipée d'un microcontroleur qui, grace à son programme, permet de choisir la fréquence que sera générée par la PLL. Pour le micro controlleur, mon choix s'est porté sur la carte STM32duino.  Cette carte est compacte, pas chère et trouvable sur internet.  Le constructeur du microcontrolleur est STMicroelectronics, on trouve une littérature abondante sur internet pour programmer ce circuit. Par contre il faut "s'accrocher", car le démarrage d'un développement est difficile mais ce circuit est plus performant que d'autres microcontrolleurs bien connus. L'acquis technique me sera utile pour la suite de mes projets. Ci contre une photo des connections du montage final.  Sur B8 a été placé un cavalier qui, s'il est mis à la masse, permet de choisir un deuxième setup (*): - pas de cavalier : setup 1  - cavalier à la masse : setup 2 La LED pc13 sur la carte indique quel setup a été selectionné: - clignotement 1 fois : setup 1. - clignotement 2 fois : setup 2. *: le setup comprend: - la fréquence de l'OL - le niveau de sortie de l'ADF4351 - le courant de pompe de charge qui joue sur le bruit de phase.

Le firmware du 28 mars 2020 :   ADF4351_QO100_20200328
 

Pour les calculs des valeurs des registres, je me suis aidé du logiciel fournit par Analog Device.  Une image ci contre illustre un essais.

Utilisation et configuration

Au demarrage, rien ne fonctionne. Il faut configurer le circuit ADF4351, donc la carte STM32duino.

Le firmware du 28 mars 2020 :   ADF4351_QO100_20200328
 

Il faut brancher un ordinateur en mode console.  J'ai utilisé un converter USB/UART approvisionné sur internet.  Il faut brancher les connecteurs TX et RX aux pins A2 et A3 de la carte STM32duino.. Et pour le logiciel, j'utilise Termite. On configure les paramètres de la console, voir l'exemple ci contre:

Ensuite, au démarrage de la carte STM32duino, on arrive à l'écran suivant : Le logiciel donne quelques renseignements: - la frequence de reference de la PLL qui doit correspondre à la frequence du TCXO. - la frequence de sortie  - la consigne de la puissance de sortie - la consigne du courant de la pompe de charge - les valeurs qui ont été programmées dans les registres.

Si on ne sait pas quoi faire, si on ne se souvient pas des commandes, un petit coup de "H" (Help), ou "?": Ensuite on arrive à l'écran ci contre : On peut changer la fréquence de sortie en fonction de la FI choisie , donc l'OL. On peut changer la puissance de sortie dans un rapport de 6dB. On peut changer le courant de pompe de charge ce qui changera le bruit de phase (voir plus loin). On peut sauver la valeur selectionnée en mémoire pour la rerouver à la remise sous tension.

Si on veut changer la fréquence :     taper  F 2198000  Il faut entrer les fréquences en kHz. Le logiciel affichera les nouvelles valeurs programmées dans les registres.

Analyse des bruits de phase
 
 

Le plot ci contre montre le résultat de mesure de bruit de phase: - courbe violete : référence TCXO HWI 10MHz - orange : référence TCXO + 20logN , reportée à 2200MHz - courbe verte: la sortie PLL. Donc on voit bien que le bruit de phase obtenu en dessous de 1000Hz est directement du à la qualité de la référence, donc du TCXO. Au dessus de 1000Hz, on doit pouvoir ameliorer le bruit de phase en jouant sur des paramètres , voir plot suivant.

Le plot ci contre montre le résultat de mesure de bruit de phase en jouant sur le courant de pompe de charge: - courbe orange : reference TCXO HWI 10MHz + 20logN , reportée à 2200MHz - courbe rouge: la sortie PLL pour Icp=0. - courbe verte: la sortie PLL pour Icp=7. - courbe bleue: la sortie PLL pour Icp=15. Donc on voit bien l'influence du courant de pompe de charge sur le bruit de phase de la PLL.

Analyse du TCXO
 
 

Le TCXO utilisé semble convenir quant au bruit de phase, mais qu'en est il par rapport à la stabilité.

Stabilité en tension: si on fait varier la tension d'alimentation, et considerant qu'il s'agit d'un VTCXO, on peut s'attendre à une variation.
 

Le plot ci contre montre la variation de frequence en fonction de Vdd, mesuré en sortie de PLL.  On voit que le TCXO fonctionne jusqu'à une tension aussi basse que 3V. Mais la fréquence finale (après la PLL à 2.4GHz) a varié de 13kHz enre 5V et 3V, ce qui est quand même important.

Le plot ci contre montre la variation de frequence en fonction de Vdd, mais affiché en ppm. Cela permet de se faire une idée par rapport à des specifications de constructeur.  Compter ici 2.5ppm / Volt.

Mesures en température.
 
 

Ci contre, on peut observer le comportement en température de l'ensemble TCXO + ADF4351. On voit une derive en température de 300Hz par tranche de 10°C. Donc pour 1°C, c'est 30Hz, pour 3°C c'est 100Hz...   En rouge, la mesure de l'ensemble alimenté par le régulateur LM7805 inclu au montage. En Bleu, le TCXO est alors alimenté par un 5V externe qui ne depend pas de la température. Il y a une différence de tension qui explique en partie l'écart des courbes.
Ci contre la même mesure rapportée au niveau du TCXO, à 10MHz.
Ci contre, on voit que la dérive en température est d'environ 0.15ppm par tranche de 10°C.

La suite...

Prochainement, je ferai des essais avec cet OCXO (CTEC CTI OSC5A2B02 10 MHz 5 V 26*26*12 Onde Carrée ocxo Cristal Oscillateur), info donnée par F1JRZ item 332389156868.

Les mesures de l'OCXO:

Et bien voila, il est arrivé aujourd'hui, ce qui nous le fait à 12 jours pour la livraison depuis China !!!

Donc quelques mesures :

Consommation sous 5V:
    - 417mA / 5V au demarrage
    - 227mA après 20 minutes de fonctionnement.
 

Bruit de phase mesuré après 15 minutes de chauffe:
 

Le plot ci contre montre le resultat de mesure de bruit de phase en comparant les deux oscillateur de reference: - courbe violette : reference TCXO HWI 10MHz à 10MHz - courbe orange : reference TCXO HWI 10MHz + 20logN , reportée à 2200MHz - courbe verte: la sortie PLL pour Icp=7. - courbe bleu clair : reference OCXO CTI 10MHz à 10MHz - courbe bleu nuit : reference OCXO CTI 10MHz + 20logN , reportée à 2200MHz Si l'on considère le bruit de phase, on voit tout de suite que cet OCXO est bien meilleur que le TCXO. Le gros inconvénient , c'est la consommation; avec le TCXO, la consommation n'est que de 5.6mA, alors que la consommation de l'OCXO est de 227mA et encore , une fois chaud ! En conclusion, si on a 2W (au demarrage) et 1 W ensuite à consacrer à l'OCXO, celui ci rendra de bons services grace à son bon bruit de phase et à sa stabilité en température grace au chauffage intégré.

Mise en route du UPCONVERTER:

Et c'est là que les problèmes ont commencé !

En effet, le niveau en sortie du UPCONVERTER n'était pas au niveau attendu : - 55dBm !!!

Première erreur trouvée, un court circuit au niveau du PGA103. Je l'ai soudé avec le four à refusion, de la soudure s'est glissée sous le circuit créant le court circuit.
Je dessoude alors le circuit et le ressoude, le problème est résolu. Je gagne alors 30dB, mais le niveau qui ne remonte qu'à -25dBm, ce qui est toujours insuffisant.
Je cherche, je cherche...

Je fais des mesures avec un analyseur de spectre et je trouve que le niveau en sortie du mixer est bien insuffisant.
Sur les ports du mixer, je mesure :
 

+4.3dBm @ 2258MHz sur le port LO -18dBm @ 144MHz sur le port IF -47dBm @ 2400MHz sur le port RF  30 dB de perte de conversion !!! Ce -47dBm sur le port RF se traduit en -27dBm en sortie SMA !

Le niveau IF est insuffisant. J'agis alors sur le potentiomètre de réglage du niveau du 144MHz, le signal monte mais malgrè cela, le niveau en sortie ne passe pas au dessus de -10dBm.

Je me demande alors si je n'ai pas mal monté le mixer, ou bien grillé suite à l'assemblage avec le four à refusion? Car 30dB de perte de conversion, c'est beaucoup trop !

Je cherche la datasheet du SYM-4350 que je ne trouve pas !
Je trouve quelque chose d'approchant ici :    http://f1chf.free.fr/PDF/sym-4350.pdf

Je fais des recherches sur internet et je tombe alors sur les documents de F5DQK:
     http://f1chf.free.fr/F5DQK/6_Transverters/Transverter%2013cm%20F6BVA%20F6AJW.pdf

Ou il est clairement mis en doute ce mixer !

Donc , je decide de regarder de près ...
 

Et je mesure à l'ohmètre la résistance vue sur chaque port : LO : haute impédance IF : 0 ohms RF : 0 ohms Mais , si regarde le schéma , je ne devrais pas trouver cela , mais plutot : LO : 0 ohms IF : haute impedance RF : 0 ohms

Cette mesure est confirmé sur un autre mixer neuf pas soudé, ainsi que sur les versions soudées de deux OMs à qui j'ai fournit les mixers commandés en groupir.
A noter que chez ces deux OMs, le montage fonctionne mieux que chez moi !
Mais le brochage ne semble pas bon quand même , donc s'agit il d'un même lot de fabrication ?

S'agit-il d'une fabrication spéciale pour un client, car ce mixer ne se trouve plus et nous n'avons pas trouvé de datasheet publique ?

Je décide d'inverser, les ports sur mon proto, après tout je ne risque rien car il ne fonctionne pas.

BINGO  = le signal monte !

Sur les ports du mixer, je mesure :
 

+1.5dBm @ 144MHz sur le port IF +5.2dBm @ 2258MHz sur le port LO -14.5dBm @ 2400MHz sur le port RF  Il n'y a plus que 16dB de perte de convertion. Ce -14.7dBm sur le port RF se traduit en +8dBm en sortie SMA ! Cela présente beaucoup mieux !

J'avoue ne pas tout avoir entre les mains pour bien comprendre.
Ce que je vois sur la datasheet montrée plus haut, c'est que le port IF présente une bande passante limitée à 500MHz.
Si on lui applique le 2200MHz de la LO, il est clair que ce signal va être fortement atténué,  le mixer ne fonctionnera pas dans de bonnes conditions.

Le PCB n'est pas du tout prévu pour une inversion des ports. J'ai entrepris des modifications avec la mise en place d'un petit coaxial pour la LO afin de perdre le moins de signal possible.
La photo ci dessous illustre mes modifications :

Pour l'instant, après les optimisations, le niveau de sortie est de 12dBm.
Ce niveau est encore en dessous de la valeur donnée dans le document du upconverter, je reviendrai sur le sujet ulterieurement.
Car dans la demarche que j'ai suivi, un certain nombre de points sont encore obscurs....
 
 

Assemblage de l'antenne POTY:

Il s'agit d'un kit acheté au salon de Monteux 2019.
J'ai acheté ce kit dans l'optique de gagner du temps.
Une antenne helice n'est pas compliquée à construire, mais il y a tellement de choses sur la pile !!!

Pour cet assemblage, j'ai choisi d'utiliser un petit chalumeau à gaz et l'utilisation de pate à braser pour les CMS.

Assemblage sans problème ...

Le film ci dessous :
 

Une rapide mesure de cette illuminateur avec l'analyseur vectoriel :
 

Le RL est de -13.5dB @ 2400MHz qui est la frèquence utile.
L'abaque de Smith parle de lui même.
 
 

Essais sur le satellite QO100:

La puissance d'émission est de 1W, l'antenne POTY est utilisée avec une parabole TONNA 49cm offset de récupération.
Le niveau reçu par le satellite est de -78dB.
 
 

La Modulation

La modulation du FT-817 donne un rendu assez sourd. Cela dit, j'ai essayé avec un FT-290, c'est assez similaire.
Alors j'ai deja une voix grave, mais l'effet ressentit en utilisant ce TRX est très désagréable.
De plus , le fait de parler près du micro produit des effets de chuintement qui accentuent encore les désagrements , à la limite de rendre la modulation non compréhensible !

Première etape, je decide donc de changer le micro. J'ai un micro électret, considéré comme plus large bande passante, le problème est qu'il faut l'alimenter et peut être amplifier un peu...
Et j'avais fait l'acquisition d'une carte compresseur de dynamique audio, je décide donc de l'essayer.
 
 

Ci contre une image de la carte toute faite que l'on peut trouver sur les sites internet. Pour ma part, j'en avais fait l'acquisition lors d'un salon radioamateur.

Bien entendu , un coup de google et je trouve facilement la datasheet .
Elle m'aide à conprendre comment fonctionne ce circuit:
 

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Ne sachant pas les niveaux audio dont je dispose, je décide mettre un préampli devant et un autre derrière pour adapter les niveaux, avec des résistance ajustables.
Cela donne le schéma ci dessous :
 
 

J'ai donc quatre réglages possibles : - niveau d'entrée. - taux de compression. - niveau du suppresseur de bruit (noise gate level). - niveau de sortie. Je n'ai pas rendu ajustable le temps de réaction du compresseur, je verrai plus tard en fonction des résultats...

Un aspect auquel je n'avais pas pensé, c'est la prise micro du FT-817 qui est une RJ45 ! C'est une drole d'idée !

Le système est actuellement en test.
La modulation a été améliorée, mais est toujours dominante dans le grave.
 
 

J'expérimente une cellule de préaccentuation. Ci contre la courbe de reponse simulée.

Les tests supplémentaires sont en cours....
 

Amplificateur

F5LGJ (20200421)

Pendant la période de confinement, j'ai cherché et regardé les performances de ces amplis WIFI d'origine chinoise utilisés par des nombreuses stations.

Suite à une question sur le forum hyper, je repondais :

Ce que j'ai compris, après discussions avec les copains, c'est :
- qu'il y a deux modèles, le 4W et le 8W
- mais que les composants de puissances sont les mêmes dans les deux modèles => yp242034
- datasheet : http://pro366bdc.pic21.websiteonline.cn/upload/innotionyp242034datasheet_ekzd.pdf
- ce composant, d'après la datasheet , est capable de sortir 34dBm.
- la difference, semble-t-il est la polarisation des PA et les switchs d'entrée sortie (pertes differentes ?)
- la grosseur du boitier , donc du refroidissement.
- des différences au niveau de la reception , mais on s'en fiche...

Une étude intéressante à lire ici :
     http://www.ra3apw.ru/qo-100/qo-100-stc7031_appn2/

Il y a quelques sites où des Oms montrent les modifs, suppression des switchs etc...

73 Olivier F5LGJ
 

Sur le site de RA3APW, on peut lire une étude très interessante sur ces amplis :
     http://www.ra3apw.ru/qo-100/qo-100-stc7031_appn2/

Du coup , j'en ai commandé un pour voir ce que ca donnait.
Je l'ai reçu la semaine dernière...

D'abord, du point de vue présentation, rien à redire.
D'un bel aspect et d'un certain poid montrant que le boitier aluminium est compact et solide.

J'ai ensuite commencé l'évaluation par quelques mesures sans faire aucune modification.
A la fin de mes mesures, l'ampli ayant tourné assez longtemps, la température était assez élevée, sans doute plus de 50°C.
Je pense qu'il est necessaire de prévoir un refroidissement.

L'ampli est équipé d'un VOX, cela lui permet de passer en émission automatiquement sur détection d'un signal RF (par exemple d'une modulation WIFI).
Lors de mes mesures, le signal était une porteuse provenant de mon générateur de labo, réglé sur 2400MHz.

On voit que la commutation emission/reception s'établit à 2dBm.

Voir l'image ci dessous qui montre le spectre à pleine puissance, la mesure a été faite avec un atténuateur de 10dB, donc le niveau est de 32dBm, soit presque 2W :

Par contre, si on baisse la puissance juste en dessous de 2dBm, l'ampli passe en reception mais on constate une anomalie :

Une belle oscillation !
Après reflexion, je pense que c'est le préampli reception du EB007 qui capte le signal faible niveau du générateur et qui l'amplifie.
Donc dans le cas d'une emission uniquement, il peut s'avérer judicieux de couper ce préampli de réception.
 

Essais de reception avec un Raspberry PI

Utilisation d'une Raspberry PI 4 avec une clé USB SDR RTL2832 .
Systeme d'exploitation Raspbian .
Logiciel GQRX.

Premiers essais avec reception de la bande FM.

Essais d'un autre TCXO , le CPT835

Le CHF m'a confié un sample à mesurer , pour vérifier les caracteristiques.
On peut trouver ce TCXO sur ce site :

La datasheet :  cpt835a.pdf

Quelques mesures :

Mesure de variation de fréquences en fonction de la tension d'alimentation :
 

La fréquence ne semble pas centrée, mais elle peut être ajustée par une action sur le condensateur ajustable accessible sur le dessus du composant (voir photo précédente).
Sur mon exemplaire, l'erreur est de 1.8Hz, mais cette erreur est elle due au TCXO ou au fréquencemètre ?
 

Mesure de variation de fréquences en fonction de la température :
  On voit un comportement classique, la courbe en S du au comportement du quartz en fonction de la température.
On voit que de -20°C à +80°C , la fréquence du composant se situe dans la fenêtre +/-1ppm.

Mesure du bruit de phase :
 

Quelques points :     -140dBc@1kHz       -147dBc@10kHz       -155dBc@1MHz

 
 

A suivre....